Усложненный измеритель уровня звука с логарифмической шкалой

Nick Cornford, Радиолоцман №3-4/2024, ст.72

Основной принцип работы остался преж­ним: пропустить ток через диод, измерить результирующее напряжение, которое про­порционально логарифму входного сигнала, и зафиксировать пиковое значение — но реа­лизация теперь другая. На Рисунке 1 показа­на основная схема.

Измеряемый входной аудиосигнал теперь подается через 10-килоомный постоянный резистор R1, а не через термистор. Термис­тор компенсировал температурный коэффи­циент диодов путем масштабирования (ли­нейного) входного сигнала; чтобы достичь того же результата с постоянным резистором, мы подадим смещение к (логарифмирован­ному) сигналу позже в схеме. Выходной сиг­нал усилителя A1 представляет собой лога­рифмически сжатую версию входного сигна­ла. Пока нам нужны только его положитель­ные пики.

Усилитель A2 и транзистор Q1 образуют простой пиковый детектор. Всякий раз, когда напряжение на выходе A1 превышает напря­жение на конденсаторе C2, детектор A2/Q1 отдает ток в C2 до тех пор, пока напряжения не совпадут. Использование транзистора вместо диода значительно повышает ско­рость. При R2 = 22 Ом детектор будет захва­тывать один полупериод с частотой 20 кГ ц, как показано на Рисунке 2, что намного быстрее, чем требует спецификация пикового измери­теля. (Для более медленного и реалистичного отклика увеличьте сопротивление резистора R2. Сопротивление 1.5 кОм дает время откли­ка примерно 5 мс при отклонении от конечно­го показания в пределах 1 дБ). Может пока­заться, что до «правильного» этому пиковому детектору не хватает нескольких операцион­ных усилителей, однако он отлично справля­ется со своей задачей. Подача напряжения на инвертирующий вход A2 непосредственно с конденсатора C2, что может показаться более обычным, приводит, в зависимости от номи­нала последовательного резистора, к выбро­сам или замедлению реакции.

Теперь, когда мы быстро зарядили C2, его нужно медленно разряжать. Усилитель A3 буферизует напряжение конденсатора, а цепь D3/R4 подает на R3 добавочное напря­жение, обеспечивая линейный спад напряже­ния, эквивалентный 20 дБ за 1.7 с, что, скорее по счастливой случайности, чем по замыслу, является именно тем, что нам нужно.

Теперь мы пропускаем сигнал через диод D4, температурный коэффициент которого, составляющий примерно -2 мВ/°С, компен­сирует температурный коэффициент диодов D1 и D2. Он также снижает уровень сигнала на величину своего прямого падения напря­жения порядка 600 мВ, который необходимо восстановить. D5 показан как условный шун- товой стабилизатор напряжения 1.25 В; его точный тип или напряжение стабилизации не имеют большого значения. (Я использо­вал оказавшийся под рукой LM385; при нали­чии чистого, стабильного напряжения отри­цательной шины его можно не использо­вать). Он обеспечивает точное смещение не только для компенсации падения напряже­ния на D4, но и для сигнала в целом, позво­ляя установить нулевое положение стрелки измерительного прибора. R8 позволяет регу­лировать это значение примерно от -62 дБн (R8 = 10 кОм) до +1 дБн (R8 = 0).

Усилитель A4 управляет стрелочным при­бором, буферизуя напряжение с диода D4, при этом компенсирующее напряжения сме­щения подается через резистор R9. Выход­ной ток A4 проходит через стрелочный при­бор в резистор R11, падение напряжения с которого через R10 подается обратно на вход, чтобы замкнуть петлю обратной связи. Для ограничения отрицательных выбросов последовательно с прибором включен диод D7, а диод D6 защищает от отрицательных напряжений вход усилителя А4. (Жаль, что то же самое мы не можем сделать для А2). Калибровка проста. Подайте на вход сиг­нал минимального уровня или постоянное напряжение, соответствующее минимально­му отрицательному пиковому значению, на левый по схеме вывод резистора R1 и регу­лировкой потенциометра R8 установите нуле­вое положение стрелки измерительного при­бора. Теперь подайте сигнал максимального уровня — я выбрал +10 дБ — и потенциомет­ром R11 установите полное отклонение стрелки. Сначала должен регулироваться потенциометр R8, а затем R11.

Температурная стабильность схемы хоро­шая. Согласно моделированию в LTspice, температурный коэффициент равен нулю при входном уровне около +1 дБн и остается приемлемым при других уровнях, давая пра­вильные показания в пределах 1 дБ до уров­ня -50 дБ или около того в диапазоне темпе­ратур от 15 до 35 °C. К сожалению, добиться лучшей компенсации я смог только, добавив дополнительные резисторы и термистор в цепь, окружающую R10, номиналы которых менялись в зависимости от желаемого диа­пазона: слишком много взаимных влияний. Дополнительный каскад мог бы это испра­вить, но… На Рисунке 3 показан отклик изме­рителя уровня — как смоделированный,так и реальный.

Теперь у нас есть высококачественный измеритель с почти цифровой точностью и даже с прецизионностью. Но это все еще лишь однополупериодный измеритель, содержащий пару источников остаточных ошибок. Чтобы добавить вклад от положи­тельных полупериодов входного сигнала для работы в двухполупериодном режиме, выход A1 можно дополнить инвертором A5 вместе со вторым каскадом пикового детектора на элементах A6 и Q2, как показано на Рисун­ке 4. Если усилители A1 и A5 имеют нулевое напряжение смещения, или если на неинвер­тирующие входы A2 и A5 подается несколько милливольт с подстроечного резистора, кон­денсатор C3 можно исключить. Входные сме­щения, присущие реальным (и дешевым) операционным усилителям, ограничивают диапазон измерений, поскольку приводят к неточностям на низких уровнях, где измеряе­мый сигнал сравним со смещениями.

Другим способом добавления двухполупе­риодного детектирования было бы использо­вание двухполупериодного выпрямителя на входе, но дополнительные смещения опера­ционного усилителя делали этот подход слишком неточным без сложной подстройки.

Эта схема реагирует быстрее, чем может отследить стрелка измерительного прибора. Бросок напряжения может зарядить конден­сатор C2 почти мгновенно, но его напряжение будет спадать с указанной скоростью 11.8 дБ/с (или 20 дБ за 1.7 с). Вследствие этого, если измерительному прибору для отклика требу­ется 85 мс, он занизит эти показания на 1 дБ. На Рисунке 5 показано, как это исправить. A7 и A8 образуют ждущий мультивибра­тор, который запускается при резком увели­чении напряжения на C2 и вырабатывает положительный импульс на выходе усилите­ля A7. Подача его через диод на резистор R4, который больше не подключен к шине V_S-, решает проблему: пока уровень напряжения на выходе A7 низкий, C2 будет разряжаться обычным способом, но когда он высокий, путь разряда конденсатора фактически будет разомкнут. Как видно из Рисунка 2, при напря­жении питания ±6 В время удержания состав­ляет примерно 100 мс. Чтобы изменить это значение, подберите номиналы C5 или R16.

Последний штрих — сброс по включении питания, также показанный на Рисунке 5. (В цифровых схемах это обычно есть, так почему же мы должны оставаться в стороне). Резкий рост напряжения положительной шины включает транзистор Q3 (который может быть практически любым n-каналь­ным MOSFET) на несколько сотен миллисе­кунд, притягивая конденсатор C2 к земле, пока стабилизируется питание схемы. Без этого C2 при включении питания может заря­диться до высокого уровня, и на восстановле­ние уйдет немало секунд.

Хотя на рисунке показан стрелочный при­бор с током полного отклонения 100 мкА, уси­лителю A4 будет комфортно работать и с током в несколько миллиампер. Выберите или отрегулируйте R11 в соответствии с ваши­ми требованиями. Хотя вам, возможно, и не захочется соби­рать такой прибор полностью, использован­ные здесь приемы и идеи вполне могут приго­диться в других проектах. Но если вы это сде­лаете, обязательно используйте измеритель­ный прибор в эбонитовом корпусе с инкруста­цией из полированной латуни и со стрелкой, сделанной по образцу минутной стрелки городских часов Викторианской эпохи. Элек­тро-панк живет!